使用比较低的频率将产生频谱重叠。虽然可以在AD转换前加入前置滤波，但是，这样又需要更高的带宽。因此，采样频率选择与开关频率同步，这样，开关纹波就成为隐性振荡，不会在还原信号中出现。这种采样方法在一个周期中只采样一次，称为SSOP（si
glesampli
gi
o
eperiod）方法。采用这种采样方法时，有一个采样点确定的问题。电感电流在开关的瞬间存在电流尖峰，如图3所示。显然，应该避免在开关点进行采样，否则系统将不能正常工作。在PFC应用中，输入电流必须跟踪输入电压，而且输出电压要保持恒定，PWM信号将在一个大的范围内变动，因此，这个问题变得更加突出。
图3
存在高频噪声的电感电流
f为了保证在每次开关周期中确定一个固定的采样点，而且远离开关点，一个简单的设想就是在两个尖峰之间（上升沿或者下降沿）的中点进行采样，即采样平均电流。但是，当上升沿或者下降沿非常窄的时候（即开关的占空比非常窄或者非常宽），采样信号的准确度仍然会受到开关噪音的影响。如图4所示，如果采用上升沿采样，当导通时间较长时〔图4（b）〕，采样点（Ai）是可靠的，反之是不可靠的〔图4（a）〕。为了克服这个缺点，采用改进的采样算法。这个算法同样是同步采样，但是，采样边沿的选择取决于开关的导通时间。如果导通时间大于关断时间，选择上升沿；反之采用下降沿。这样便很好地避免了开关噪声的影响。而且算法本身简单，计算量少。如图5所示。
a
导通时间短
b图4
导通时间长输入电流波形
a
导通时间关断时间
b
导通时间≈关断时间
c图523PWM信号的产生
导通时间关断时间改进采样算法的采样瞬间
为了叙述方便，定义一个开关周期的起点p，如图6所示。对大多数数字PWM单元来说，占空比的值应该在开关周期开始之前装载入寄存器，因此，控制变量的采样应该在p点之前准备好，以便控制算法的计算及时完成。这里采用平均电流控制，选择采样点，得到每个开关周期的输入平均电流测量值。
f图6
开关指令和测量输入电流iLd之间的延迟电流iLd。
注：信号从上至下分别为：开关指令，开关S两端的电压vs，输入电流iL，测量输入理想的采样点si和实际采样点sr之间有一个时间延迟τd。τd由两个原因造成，一个是在信号链中低通滤波器产生的相移，另一个是开关S的开关指令和实际开关动作之间的延迟。这样，留给处理器完成控制计算的时间就是τc。延迟τd和计算时间τc共同决定了反馈环路的延迟。gds（1）式中：Ts为开关周期。使用顶点规r