到高频三相PWM逆变器的传导损耗计算中”的IEEE文章描述了如何确定漏极电流对传导损耗的影响。作为ID之函数，RDSo
变化对大多数SMPS拓扑的影响很小。例如，在PFC电路中，当FCP11N60MOSFET的峰值电流ID为11A两倍于55A规格书中RDSo
的测试条件时，RDSo
的有效值和传导损耗会增加5％。在MOSFET传导极小占空比的高脉冲电流拓扑结构中，应该考虑图6所示的特性。如果FCP11N60MOSFET工作在一个电路中，其漏极电流为占空比75的20A脉冲即55ARMS，则有效的RDSo
将比55A（规格书中的测试电流）时的032欧姆大25。
公式2CCMPFC电路中的RMS电流式2中，Iacrms是PFC电路RMS输入电流；Vac是PFC电路RMS输入电压；Vout是直流输出电压。在实际应用中，计算IGBT在类似PFC电路中的传导损耗将更加复杂，因为每个开关周期都在不同的IC上进行。IGBT的VCEsat不能由一个阻抗表示，比较简单直接的方法是将其表示为阻抗RFCE串联一个固定VFCE电压，VCEICEICE×RFCEVFCE。于是，传导损耗便可以计算为平均集电极电流与VFCE的乘积，加上RMS集电极电流的平方，再乘以阻抗RFCE。图5中的示例仅考虑了CCMPFC电路的传导损耗，即假定设计目标在维持最差情况下的传导损耗小于15W。以FCP11N60MOSFET为例，该电路被限制在58A，而FGP20N6S2IGBT可以在98A的交流输入电流下工作。它可以传导超过MOSFET70的功率。
f虽然IGBT的传导损耗较小，但大多数600VIGBT都是PTPu
chThrough，穿透型器件。PT器件具有NTC负温度系数特性，不能并联分流。或许，这些器件可以通过匹配器件VCEsat、VGETH栅射阈值电压及机械封装以有限的成效进行并联，以使得IGBT芯片们的温度可以保持一致的变化。相反地，MOSFET具有PTC正温度系数，可以提供良好的电流分流。关断损耗问题尚未结束在硬开关、钳位感性电路中，MOSFET的关断损耗比IGBT低得多，原因在于IGBT的拖尾电流，这与清除图1中PNPBJT的少数载流子有关。图7显示了集电极电流ICE和结温Tj的函数Eoff，其曲线在大多数IGBT数据表中都有提供。这些曲线基于钳位感性电路且测试电压相同，并包含拖尾电流能量损耗。
图7本图表显示IGBT的Eoff随ICE及Tj的变化图2显示了用于测量IGBTEoff的典型测试电路，它的测试电压，即图2中的VDD，因不同制造商及个别器件的BVCES而异。在比较器件时应考虑这测试条件中的VDD，因为在较低的VDD钳位电压下进行测试和工作将导致Eoff能耗降低。降低栅极驱动关断阻抗对减小IGBTEoff损耗影响极微。如图1所示，当等效的多数r