频率T2作为辅助绕组之一，其一端电压U1随U2降低，当低于ZCD的阈值下限116V即位于图2所示A点时，L6562再次开通M1下一周期开始。图1实现零电压开通电路的原理图此电路实现了在Mos漏极电压达到谷底时开通，尽可能地减小了Mos管漏极对地电容在
f高电压情况下放电造成的损耗。图2电路工作时各点波形图23同步整流驱动设计在一般的反激式开关电源中，二次侧的整流二极管损耗也是电源效率的重要影响因素之一，可以通过选用低导通压降的肖特基二极管来缓解这个问题。但一方面，这种改良对性能的影响并不是非常显着；另一方面，在本应用中，输出电压较高，而肖特基二极管的反向耐压一般较低，难以满足要求。比较好的方法就是采用同步整流技术，用导通电阻低的Mos管替代传统的整流二极管。同步整流按照工作方式可以分为外驱型和自驱型，按工作原理分，又可以分为电压型驱动、电流型驱动和谐振型驱动等。这些同步整流方式各具特点，但也各有不足。文献中提出了一种较为实用的电流型同步整流驱动方案，但由于将Mos管的门极驱动电压钳位在输出电压，而门极击穿电压较低，因此只适用于较低输出电压的情况。本文提出了一种新型的混合型同步整流方案，电路结构，其工作原理简单描述如下：图3同步整流方案的电路结构T3与T4分别为变压器上的两个绕组：其中，T3为二次侧绕组，用于能量的传递，T4为辅助绕组。T4上的电压跟随T3的电压升高，用以开启同步整流Mos管M1。CT1与CT2则为电流互感器CT的两个绕组，其中，初级绕组CT1被串在主电路中，用于检测流经Mos管的电流。当CT1中的电流下降到零时，CT2将把M1关断。因此，此方案以电压信号控制Mos管导通，电流信号控制Mos管关断，不仅效率高，而且工作稳定，不存在误开通的情况。下面将对这种驱动方案的工作过程做详细分析。1）第一阶段，变压器一次侧Mos管关断，电流从变压器的一次侧换流到二次侧。T3绕组通过CT1M1为输出电容器C3充电。T3绕组的输出电压被钳位于C3两端电压（在本应用中约为52V）。由于T4绕组为变压器的一个辅助绕组，因此，同名端B点的电压比例上升至一个高电压（在此应用中约为10V）。则B点电压通过二极管D2为电容器C1、C4充电。其中，电容器C4为Mos管M1的门极输入电容，通常小于1
F以虚线示出。电容器C1为外加电容，取C4电容值的10倍以上。由于C4远小于C1并且电容值很小，根据电容器的串联分压原理，C点电压很快被充至近10VM1r