下次开通如图3e所示。23参数设计S1关断时Lk释能给C充电R阻值较大可近似认为Lk与C发生串联谐振谐振周期为TLC2π、LkC经过1／4谐振周期电感电流反向D截止这段时间很短。由于D存在反向恢复电路还会有一个衰减振荡过程而且是低损的时间极为短暂因此叮以忽略其影响。总之C充电时间是很短的相对于整个开关周期可以不考虑。对于理想的钳位电路工作方式见图3e。关断时漏感释能电容快速充S1电至峰值Vcmax之后RC放电。由于充电过程非常短可假设RC放电过程持续整个开关周期。RC值的确定需按最小输入电压最大负载即最大占空比条件工作选取否则随着D的增大副边导通时间也会增加钳位电容电压波形会出现平台钳位电路将消耗主励磁电感能量。对图3c工作方式峰值电压太大现考虑降低Vcmax。Vcmax只有最小值限
制必须大于副边反射电压可做线性化处理来设定Vcmax如图4所示由几何关系得
f为保证S1开通时C上电压刚好放到
需满足
将1式代入2式可得
对整个周期RC放电过程分析有
根据能量关系有
式中：Ipk／Lk释能给C的电流峰值将式1和式4代人式5得
结合式3得
电阻功率选取依据
式中：fs为变换器的工作频率。
f3实验分析输入直流电压．301±2％v输出12V／lA最大占空比Dmax045采用UC3842控制工作于DCM方式变压器选用CER28A型磁芯原边匝数为24匝副边取13匝。有关实验波形如图5图8所示。
ff图7显示在副边反射电压点没有出现平台说明结果与理论分析吻合。
4结语按照文中介绍的方法设计的钳位电路可以较好地吸收漏感能量同时不消耗主励磁电感能量。经折衷优化处理既抑制了电容电压峰值减轻了功率器件的开关应力又保证了足够电压脉动量磁芯能量可以快速、高效地传递为反激变换器的设计提供了很好的依据。
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