的振荡频率，由于UC3844内部有个分频器，所以驱动MOSFET功率开关管的方波频率为芯片内部振荡频率的一半；图3中变压器原边并联的RCD缓冲电路是用于限制高频变压器漏感造成的尖峰电压。变压器副边整流二极管并联的RC回路是为了减小二极管反向恢复期间引起的尖峰。MOSFET功率管旁边的RCD缓冲电路是为了防止MOSFET功率管在关断过程中承受大反压。缓冲电路的二极管一般选择快速恢复二极管，而变压器二次侧的整流二极管一般选择反向恢复电压较高的超快恢复二极
f管。
f电路的反馈稳压原理：输出电压反馈电路如图4所示，当输出电压升高时，经两电阻尺R6、R7分压后接到TL431的参考输入端误差放大器的反向输入端的电压升高，与TL431内部的基准参考电压2．5V作比较，使得TL431阴阳极间电压Vka降低，进而光耦二极管的电流If变大，于是光耦集射极动态电阻变小，集射极间电压变低，也即UC3844的脚1的电平变低，经过内部电流检测比较器与电流采样电压进行比较后输出变高，PWM锁存器复
f位，或非门输出变低，于是关断开关管，使得脉冲变窄，缩短MOSFET功率管的导通时间，于是传输到次级线圈和自馈线圈的能量减小，使输出电压Vo降低。反之亦然，总的效果是令输出电压保持恒定，不受电网电压或负载变化的影响，达到了实现输出闭环控制的目的。此设计中，输出电压通过两电阻分压并经TL431的内部误差放大器后，经过光耦接UC3844的误差放大器的脚1，而反向输入端脚2直接接地，输出电压反馈直接联接到脚1，而不是脚2，略过了UC3844的内部误差放大器，这使得电源的动态响应更快，因为放大器用作信号传输时有一定的传输时间，输出与输入并不是同时建立，不用UC3844内部误差放大器，把反馈信号的传输缩短了一个放大器的传输时间，从而电源的动态响应更快。3电源的参数设计及损耗分析3．1变压器原边电感设计3．1．1MOSFET开关管工作的最大占空比Dmax
式中：Vor为副边折射到原边的反射电压，当输入为AC220V时反射电压为135V；Vmi
DC为整流后的最低直流电压；VDS为MOSFET功率管导通时D与S极间电压，一般取10V。3．1．2变压器原边绕组电流峰值IPK变压器原边绕组电流峰值IPK为
f式中：η为变压器的转换效率；Po为输出额定功率，单位为W。3．1．3变压器原边电感量LP
式中：Ts为开关管的周期s；LP单位为H。3．1．4变压器的气隙lg
式中：Ae为磁芯的有效截面积cm2；△B为磁芯工作磁感应强度变化值T；Lp单位取H，IPK单位取A，lg单位为mm。3．2变压器磁芯
f反激式变换器功率通r